Мультидифференциальные ОУ в аналоговых интерфейсах и портах ввода

 

Для обеспечения предметной универсальности СБИС «система на кристалле» необходимо обеспечить возможность использования в РЭА мостовых датчиков различного типа. Именно поэтому входные цепи портов должны обеспечивать высокое подавление синфазного сигнала. Принципиальная схема типового аналогового интерфейса (рис. 13) представляет собой классический инструментальный усилитель на ОУ1–ОУ3 и простейший фильтр нижних частот, действие которого направлено на ограничение спектра в структуре АЦ-преобразования.

 

Рис. 13. Принципиальная схема интерфейса AD 8555

При идентичности ОУ схема имеет не зависимый от дифференциального коэффициента усиления (К) коэффициент передачи синфазного напряжения (К_СН). Однако для этого необходимо согласование всех резисторов при воздействии различных дестабилизирующих факторов. Анализ cхемы приводит к следующим результатам:

 

,                                                              (90)

,                                                                                (91)

,                                                                                     (92)

 

где К_СС – коэффициент передачи синфазного сигнала ОУЗ;  – статический коэффициент усиления ОУЗ; ,  – относительная погрешность сопротивления резисторов; f_ГР, f₁, – граничная частота инструментального усилителя и частота единичного усиления ОУ1, ОУ2.

Таким образом, для реализации относительно небольшого К_СН= - 75 дБнеобходимо обеспечить достаточно высокую точность идентичности сопротивления резисторов порядка 0,01 % при воздействии всего комплекса дестабилизирующих факторов. Иногда для решения этой проблемы используется периодическая настройка схемы за счет изменения коэффициента передачи резистивного делителя. Однако в этом случае возникает дополнительная погрешность:

 

.                                                              (93)

 

Эта погрешность ограничивает результирующую точность интерфейса. Из (91) следует, что для управления дифференциальным коэффициентом усиления необходимо варьировать сопротивление резистора r при условии согласования его временных и температурных дрейфов с базовым номиналом R . Кроме этого, на выходах ОУ1 и ОУ2 действует достаточно большое синфазное напряжение U_C , которое и ограничивает максимальное выходное напряжение схемы и, следовательно, не позволяет использовать низковольтные ОУ.

Таким образом, традиционная схема предполагает использование технологически сложно реализуемых резисторов и трех высококачественных, потребляющих от источников питания большую мощность, операционных усилителей. Анализ схем современных ОУ показывает, что 50 % потребляемого ими тока приходится на выходной каскад, а попытки изменить это соотношение приводят к ухудшению многих качественных показателей функциональных устройств. Одним из выходов из сложившегося положения является создание для современной аналоговой микросхемотехники мультидифференциальных ОУ [4, 5].

Структура входных цепей специально созданных МОУ не только обеспечивает относительно высокое ослабление синфазного входного напряжения U_C, но и позволяет организовать необходимые для реализации заданного коэффициента передачи автономные контуры обратной связи. Принципиальные схемы непрограммируемого (а) и программируемого (б) инструментальных усилителей показаны на рис. 14.

 

а)                                                б)

Рис. 14. Принципиальные схемы инструментальных усилителей с МОУ

 

Для каждой из схем

 

.                                                          (94)

 

Отличие заключается в способе реализации дифференциального коэффициента усиления:

 

,                                                                                  (95)

,                                                                               (96)

 

где _к – состояние k-го ключа резистивной матрицы R-2R; N – число разрядов матрицы.

В силу того, что суммирование сигналов осуществляется во входных цепях МОУ, удается уменьшить число резисторов схемы и осуществить достаточно простое цифровое управление (рис. 14б) без применения прецизионных базовых номиналов. Однако при этом наблюдается зависимость коэффициента передачи синфазного сигнала от реализуемого коэффициента усиления схемы.

При создании экономичных аналоговых интерфейсов основной проблемой является расширение диапазона рабочих частот, который в первую очередь определяется частотой единичного усиления f₁. Решение этой задачи без увеличения потребляемого тока может осуществляться применением принципа собственной компенсации влияния инерционных свойств аналоговых элементов. Вызванное влиянием частоты единичного усиления МОУ приращение передаточной функции любого устройства определяется следующим соотношением

,                                                   (97)

 

где  – площадь усиления i-го МОУ; F_i(p) – передаточная функция, реализуемая на выходе i-го МОУ; H_i(p) – передаточная функция устройства при подаче сигнала на любой неинвертирующий вход; F_ii(p) – передаточная функция на выходе i-го МОУ при подаче сигнала на его неинвертирующий вход.

Из приведенного соотношения следует, что при использовании одного активного элемента F_i= H_i=F_ii=К, поэтому реализуемое приращение однозначно определяется дифференциальным коэффициентом передачи рассматриваемого устройства. Однако при N=2, 3, …. минимизация указанной погрешности реализации теоретически возможна. При этом перспективными представляются следующие соображения [4]. Во-первых, при i=1 H_i=K_м, поэтому уменьшение влиянияпервого усилителя на общую передаточную функцию возможно только минимизацией F_i=F_ii. Во-вторых, для i 1 (второй и последующие каскады усиления) минимизация H_i и F_ii может выполняться независимо в пространстве различных пассивных компонентов схемы. С точки зрения уменьшения потребляемого тока наибольший практический интерес представляет случай N=2, который имеет следующие ограничения: F₂=H₁=K. Следовательно, решение задачи возможно минимизацией F₁=F₁₁ и H₂=F₂₂ .

Следуя [3], составим матрицы

 

,                                            (98)

 

где b_ij – передача с выхода i-го активного элемента к инвертирующему (-) или неинвертирующему (+) входам j-го ОУ. Отсюда

;                                                         (99)

;                                                                (100)

,                                                              (101)

 

где .

Поэтому

 

;                                                                  (102)

;     (103)

где .

 

Таким образом, функции (100), (101) минимизируются при выполнении следующих условий:

 

.     (104)

 

В этом случае при  получим . Принципиальная схема инструментального усилителя, соответствующая этим условиям, приведена на рис. 15.

 

; ;

Рис. 15. Инструментальный усилитель с расширенным диапазоном рабочих частот

 

Рис. 16. Результаты моделирования АЧХ инструментальных

усилителей с МОУ:

1 – АЧХ рис. 14а; 2 – АЧХ рис. 15

Рис. 17. Влияние дрейфа нуля ОУ на ЭДС смещения инструментального усилителя

 

Минимизация H₂ ( ) снижает также вклад ОУ₂ не только в собственный шум схемы, но и в смещение нулевого уровня выходного напря-жения. На рис. 16 и 17 приведены результаты испытания устройства при использованиианалогового базового кристалла [7]. Сравнение кривых 1 (АЧХ инструментального усилителя на базе МОУ при К=70) и 2 (инструментального усилителя рис. 14) показывает высокую эффективность использования принципа собственной компенсации для расширения диапазона рабочих частот. На рис. 17 приведена зависимость дрейфа нуля схемы усилителя от приведенного ко входу ЭДС смещения ОУ2. Приведенные результаты показывают, что дрейф нуля и коэффициент ослабления синфазного напряжения определяются только мультидифференциальным операционным усилителем.

Соотношения (90), (94) показывают, что основным преимуществом классической структуры инструментального усилителя (рис. 12) является независимость коэффициента передачи синфазного сигнала от дифференциального коэффициента усиления. Более детальный анализ статической погрешности этой схемы показывает, что:

 

,                                        (105)

где  – дрейф нуля на выходе схемы;  – дрейф, вносимый i-м уси-лителем.

При обеспечении высокой идентичности элементов дрейф будет оп-ределяться параметрами выходного усилителя:

 

,                                                 (106)

 

где  – приведенная к входу ЭДС смещения третьего ОУ;  – температурный коэффициент ; – рабочий температурный диапазон.

Отметим, что для инструментальных усилителей, построенных на основе МОУ, дрейф на выходе будет определяться дрейфом МОУ и коэффициентом усиления схемы:

 

.                                                                      (107)

 

Минимизировать дрейф на выходе инструментальных усилителей можно в рамках структуры с активной компенсацией влияния этих параметров ОУ. Принципиальная схема такого инструментального усилителя приведена на рис. 18.

 

Рис. 18. Принципиальная схема инструментального усилителя

со взаимной компенсацией дрейфа нуля ОУ

Анализ усилителя приводит к следующим результатам:

 

;                                                                (108)

;                                                                         (109)

;                                                                                     (110)

.                         (111)

 

Таким образом, как видно из выражения (111), при идентичности элементов выходной дрейф системы будет определяться конечной разностью не только ЭДС смещения однотипных ОУ, но и их температурных коэффициентов. Достаточно высокая идентичность будет обеспечиваться при реализации всех элементов на одном кристалле, как это сделано, например, в АБMK. Кроме того, в этой схеме осуществляется двукратное расширение диапазона частот по сравнению с классическим инструментальным усилителем.

Высокие функциональные возможности МОУ позволяют спроектировать на одном активном элементе не только инструментальный усилитель, но и ограничитель спектра более высокого порядка по сравнению с изделием AD8555. На рис. 19 показана принципиальная схема такого устройства.

Рис. 19. Принципиальная схема аналогового интерфейса

 

Коэффициенты усиления и ослабления синфазного сигнала такого устройства определяются следующими соотношениями

.                                            (112)

 

Граничная частота f_ГР при условии, что f_ГР<1.5 f₁/K, C₂>>C_УВХ и неравномерность амплитудно-частотной характеристики интерфейса, определяется параметрами фильтра нижних частот:

 

,                                                                 (113)

.  (114)

 

При  имеет место максимально плоская амплитудно-частот-ная характеристика интерфейса в целом.

Результаты испытаний настоящего устройства на базе компонентов базового кристалла [7] приведены в таблице 3.

Таблица 3